具固定 50% 占空比的单纯推挽式 DC/DC 转换器往往正在通讯编造、医疗仪器和分散式电源顶用作低噪声变压器驱动器。这种单纯的办理计划不供给电压安排，须要一个低压差 (LDO) 后置稳压器，这种组合不妨出现吃紧题目。起首，正在固定 50% 占空比条款下，驱动器输入电压有任何大的转化都不妨导致 LDO 两头电压差增大，从而变成 LDO 有显着的功率损耗和高温升。其次，低开合频率须要相对笨重的变压器，有时所占空间为转换器的 30% 至 50%。

　　LT3999 单片 DC/DC 推挽式驱动用具备两种要紧特征，避免了上述题目。这两个特征是：占空比负责和高频办事。

　　l 占空比负责首肯针对很宽 VIN 转化举行积累 (这是准则固定占空比变压器驱动器做不到的)，正在面临很宽的输入界限时，极大地消浸了 LDO 损耗。

　　LT3999 还具备 36V 输入电压和 1A 输入电流技能，从而成为大功率且活泼的低噪声推挽式转换器 IC。

　　本文一步一步地研究两种安排圭臬：一种面向具备宽输入界限的推挽式 DC/DC 转换器，另一种面向具备固定输入电压的紧凑型高频变压器驱动器。

　　图 1b 所示的流程图显示了如何故 8 个单纯的设施安排推挽式转换器。根据这些设施、采用 LT3999安排出了图 1a 所示的 10V ~ 15V 输入、12V 输出、200mA、1MHz 推挽式转换器。

　　图 1：(a) 具备宽输入界限和占空比负责的 LT3999 推挽式 DC/DC 转换器;(b) 8 个单纯的推挽式转换器安排设施

　　UVLO (欠压闭锁) 和 OVLO/DC (过压闭锁/占空比) 引脚用来设定输入电压界限。可能采用双电阻器或 3 电阻器的措施。关于图 2a 所示的双电阻器措施而言，区别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 计较出 RB。就低损耗处境而言，咱们可能假设定 RA = 1M。

　　图 2：采用 (a) 双电阻器措施或 (b) 3 电阻器措施，通过电阻分压器设定精准的 UVLO 和 OVLO/DC

　　最大占空比 (DCMAX) 由开合周期 (TS = 1/fSW) 和两个电源开合之间的非重叠时期 (TD(MIN)) 决计，如等式 5 所示。就双电阻器措施而言，RDC 由等式 6 计较得出。就 3 电阻器措施而言，将 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。

　　VSW 是内部开合的开合饱和电压。VF 是整流二极管的正向电压。VLDO1 和 VLDO2 是正和负 LDO 的压差电压。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 诟谇常适用的阅历准则。倘使找不到匝数比与计较值无误不异的商用变压器，就采选一个匝数比亲昵的变压器，并相应地用等式 7 计较 DCMAX。然后，基于新的 DCMAX 值，用等式 6 从头计较 RDC。

　　桥式整流器两头的峰值电压由变压器副端电压 (VSEC) 加上振铃电压尖峰构成。VSEC 用等式 8 计较。然而，振铃电压尖峰难以预测，由于这取决于环途电阻、变压器的泄电感和整流器的结电容。动作寻常准则，整流器电压额定值 (VREC) 应当起码是变压器匝数比的 1.5 倍再乘以最高输入电压。由于跨桥式整流器相连了两个副端绕组，因而须要乘以系数 2，从而出现整流器电压额定值计较公式：

　　最幼电感器值 (LMIN) 由内部开合的峰值电流限定 (ILIM) 设定，如等式 9 所示。

　　较大的电感出现较好的太平性和较低的电压纹波，然而相应须要体积较大的器件。要确定最佳电感器值，须要同时思考对输出噪声和办理计划体积的央求。

　　正在输入电压抵达最大值且无负载时，LDO 电压抵达最大值，这时 VSEC 等于 VIN(MAX) N。LDO 的电流额定值应当大于负载电流。

　　安排 RC 减振器 (图 1 中的 CS 和 RS) 的举荐措施如下：正在没有减振器时，正在 LT3999 开合合断时衡量其 SWA 和 SWB 引脚的振铃，然后扩充电容，先河时用 100pF 摆布的电容，直到振铃周期伸长 1.5 至 2 倍为止。

　　从周期转化可确定寄生电容值 (CPAR)，再遵循这个寄生电容值，就可正在初始周期确定寄生电感 (LPAR)。近似地，可能用数据表中的开合电容和变压器泄电感的值来揣测初始值。

　　一朝了然了节点泄电容和泄电感的值，就可能给减振器电容扩充一个串联电阻器，以分离功耗，并厉酷地衰减振铃。愚弄窥察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和减振器电容求得最佳串联电阻的等式如下。参见 LT3748 数据表以得到更注意的音信。

　　图 3、4 和 5 的测得结果显示，通过图 1 中推挽式转换器的占空比负责，维持了 LDO 两头的 VIN VOUT 之差很低，从而最大节造消浸了功耗、抵造了温度上升。图 3 显示，正在每 LDO 200mA 电流时，正在扫数 10V ~ 15V 输入电压界限内，VDIFF 维持低于 2.5V。图 4 显示，正在扫数负载电流界限内，功耗不断维持很低。图 5 和图 6 显示了热量结果。

　　为举行对比，图 7 显示了该安排正在禁止占空比负责和启动占空比负责时的作用弧线。当输入电压上升时，作用明显降低。图 8 显示了禁止占空比负责和启动占空比负责时正 LDO 两头的电压差。图 9 和图 10 显示了热量结果。鲜明，通过占空比负责消浸了电压差并升高了作用和热功能。

　　图 7：禁止占空比负责和启动占空比负责时，该安排的作用对比，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

　　时时处境下，根基的未稳压变压器驱动器转换器随负载电流转化有明显转化。为了出现太平电压，剧烈提倡正在输出端采用一个 LDO。图 6a 显示了变压器驱动器的道理图，该驱动器采用了 LT3999，且器件数目很少。图 6b 显示了安排流程图。

　　流程图中的 4 个单纯设施可用来安排如 1MHz、5V 输入、5V 输出、400mA 输出且器件数目很少的变压器驱动器。

　　LT3999 的开合频率用单个 RT 电阻器设定，该电阻器遵循 LT3999 数据表中给出的数据采选 (频率界限为 50kHz 至 1MHz)。

　　此中 VSW 是内部开合的开合饱和电压，VF 是整流二极管的正向电压。VLDO 是未稳压变压器驱动器输出与后置稳压低噪声输出之间的压差。VLDO 是正在最大电流时的压差，于是该值应当最幼化。0.8V 压差足可能避免 LDO 发烧题目。一个好的阅历准则是设定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。

　　基于电压和电流采选整流器二极管。因为中心抽头组织，于是二极管两头的电压高于变压器副端电压两倍以上。整流器的电压额定值应当高于 2N VIN = 15V，可能高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可餍足这些央求。

　　图 11：(a) 器件数目很少的固定输入电压变压器驱动器。(b) 该变压器驱动器的安排流程图

　　LT3999 是一款单片 DC/DC 变压器驱动器，拥有占空比负责功用，可正在高频和大功率办事。该器件首肯宽输入电压界限，LDO 损耗很低，同时因为以高频办事，因而可采用幼型无源组件。该器件的特征还网罗高达 36V 的输入电压和高达 1A 的输入电流。